DRSSTC教程 第四章 - DRSSTC的驱动电路原理
前言
⠀⠀本章将逐步分析并设计DRSSTC的驱动电路。
如果您对DRSSTC的驱动电路的工作原理毫无兴趣，只是想照着图做一块驱动电路板的话，本章的内容可能对您帮助不大。。。
DRSSTC驱动电路简介
⠀⠀回顾我们在第二章中设计的SSTC电路框图。
⠀⠀当时我们分析过，在SSTC中，我们检测次级线圈谐振回路中电流方向，然后依照次级线圈中谐振电流方向去驱动它，便可以让次级线圈谐振，获得高电压。
⠀⠀所以，在SSTC中，初级线圈通常仅用来向次级线圈耦合能量。
⠀⠀在DRSSTC中，情况发生了变化。
⠀⠀在DRSSTC中，初级线圈也有了谐振回路，里面的谐振电流还挺大的，有几百安。而且，这几百安的电流要从我们脆弱的功率管上流过。
⠀⠀如果我们在DRSSTC中，还是像SSTC那样完全依靠次级回路的状态的去驱动初级线圈，而不去管初级回路的状态，那么我们初级回路中的开关管将会在几百安的谐振电流中发生硬开关，然后炸掉。。（硬开关的知识见第二章）
⠀⠀所以，在DRSSTC中，我们的应该依靠初级回路的状态去驱动初级回路。
⠀⠀初级回路的状态，也就是初级回路中谐振电流的过零点。在DRSSTC中，我们把电流互感器接在了初级线圈，依靠测得的电流过零点让功率管去驱动初级谐振回路，实现软开关。
⠀⠀所以，在DRSSTC中，我们没有没有精力再去管次级线圈中谐振电流的情况，也不直接驱动次级线圈。次级线圈只是被放在初级线圈上，默默的吸收初级谐振回路中的能量，然后将其以电弧释放。
⠀⠀初级回路和次级回路的关系就像是电磁炉和锅。
本章的任务，是设计一个可以驱动DRSSTC的初级串联谐振回路的驱动电路。
⠀⠀驱动电路指什么？我们分析一下上面那张DRSSTC的框图。
⠀⠀DRSSTC初级串联谐振回路的电流被取样后送入过零比较器，比较结果被放大后驱动初级回路。
⠀⠀所以，驱动电路包括了电流取样器，过零比较器和功率放大器
⠀⠀电流取样器：电流取样的任务，我们用电流互感器来完成。
⠀⠀过零比较器：将电流互感器返回的信号与零作比较并输出。过零比较器是DRSSTC中的弱电部分，使用十几伏的电源供电。
⠀⠀功率放大器：是一个高压（市电）供电的功率桥。它的任务是将过零比较器输出的信号电压进行功率放大后直接驱动串联谐振回路。它的电压高，电流大，是DRSSTC的强电部分。
⠀⠀由于过零比较器和功率放大器（功率桥）通常不直接连接，所以我们将功率桥放在下一章去讲。
⠀⠀所以，本章要研究的电路，就是输入接电流互感器，输出驱动功率桥的过零比较器！
电流互感器
⠀⠀电流互感器是一种特殊的变压器，其初级圈数很少，流过较大的待测交变电流。而它的次级圈数很多。
⠀⠀根据变压器原理，电流互感器的次级电流很小，而且与初级电流成比例，这个比例等于电流互感器的匝数比。
⠀⠀DRSSTC中，我们需要用过零比较器去检测初级线圈回路中的电流过零点。但是初级线圈中的电流通常有几百安，我们无法直接去检测这么大的电流。所以我们使用电流互感器将初级线圈中的电流先缩小后，再送入过零比较器检测。
⠀⠀对于理想的电流互感器，其初级电流和次级电流在任一时刻均成比例。所以初级回路中的电流流过电流互感器后电流过零的时间并不会变化，是否使用电流互感器对过零检测的结果没有影响。
DRSSTC的电流互感器
⠀⠀那么在DRSSTC中，我们用多大匝数比的电流互感器呢？
⠀⠀DRSSTC中，初级线圈流过几百安的峰值电流，所以我们可以取1:1000的电流互感器。这样在初级回路中的电流达到几百安后，我们的驱动电路便会得到几百mA的输入电流供过零检测。
⠀⠀电流互感器输出几百毫安的电流给我们的弱电部分，是不是有点太大呢？是的，几百mA的电流是有点大，但没办法。
⠀⠀如果我们用1:100000的电流互感器，那么它在几百安的初级电流流过时，会输出几mA的电流给驱动电路检测，听起来是挺好的。
⠀⠀但是别忘了初级回路中的电流并不是一开始就几百安的，它是DRSSTC电路起振后才一步步升高到这么大的。
⠀⠀如果我们使用1:100000的电流互感器，那么在起振的初期，互感器按照比例反馈回的电流会很小，可能只有几十微安。这么小的电流无法被我们的电路检测（即使能检测，精度也能差），所以DRSSTC不能正常起振，也就无法工作。
⠀⠀综上，我们使用1:1000的电流互感器。其中1匝的互感器初级绕组接入我们的DRSSTC初级谐振回路，而1000匝的绕组输出给我们的过零比较器。
⠀⠀如上图，1:1000的电流互感器输入电流200A，则输出电流是输入电流的千分之一，为0.2A。
如何进行过零检测？
⠀⠀本章的任务是设计一个DRSSTC用的过零比较器，那么我们就开始设计吧。
⠀⠀前面我们说过，对于正常连接的理想电流互感器，初级线圈的电流过零时，次级线圈输出的电流也过零。
⠀⠀所以我们可以用第三章讲过的过零比较器电路来检测电流互感器输出电流的过零点，也就是初级谐振回路电流的过零点。
⠀⠀像上图这样，我们把电流互感器反馈回的信号接到过零比较器上，行吗？
⠀⠀不行！电压比较器的输入阻抗很高，而电流互感器的输出禁止开路！这样接的话，开路的互感器的次级绕组会输出高压，把我们可爱的电压比较器击穿。
⠀⠀既然电流互感器的输出严禁开路，那么我们给它加一个电阻当负载不就行了嘛。
⠀⠀看一下接上电阻负载的结果。红色线是初级回路中那200安培的电流，绿色线是电流互感器的输出电压，蓝色线是过零比较器的输出电压。
⠀⠀是不是很完美？过零比较器检测到了初级回路中电流的过零点，输出了正确的信号。
⠀⠀不过，开环工作的电压比较器容易受到外界干扰，导致输出波形在跳变点出现一些毛刺。这些高频的毛刺会对我们的DRSSTC正常工作造成影响，甚至损坏我们的器件。
⠀⠀还记得我们讲过的滞回比较器吗？它具有一定的抗干扰能力。
⠀⠀于是我们果断的把我们的过零比较器引入了滞回特性，变成了滞回过零比较器。
⠀⠀使用滞回比较器后，虽然电路的抗干扰能力有一定的提升，但更大的问题来了，滞回比较器的滞回特性，使我们的过零检测结果滞后了。过零点检测的错误会导致功率管硬开关的出现。。
⠀⠀为什么滞回比较器的输出会滞后呢？电流互感器输出的正弦波上升到滞回比较器的UT2后，输出才会变为高电平。电流互感器输出的正弦波下降到滞回比较器的UT1后，输出才会变为低电平。
⠀⠀因为我们的R3太小，导致电流互感器输出的正弦波幅度太低，电压的上升到UT2的时间和下降到UT1的时间太慢了，所以滞回效应带来的延迟会比较明显。
⠀⠀所以我们有一种改进方法，是将R3增大，例如增大到100Ω。这时电流互感器输出的电压会非常的大，电压的上升和下降就会非常迅速，我们再用滞回比较器检测其过零点，滞回效应带来的输出滞后影响就很小了。类似的方法在我们后面要讲的移相驱动中会用到。
⠀⠀不过换用较大的R3后，R3的发热量也会很大（I²R）。
⠀⠀所以我们又想出了一种方法：直接用稳压管钳位电流互感器的输出。
⠀⠀我们用一对反向串联的稳压管这个非线性负载来代替电阻R3。
⠀⠀假设稳压管的稳压值是5V。那么，两个反向串联的稳压管，两端电压的绝对值在5.7V以内时，其电阻几乎无穷大，而当两端超过5.7V之后，它的电阻就会迅速降低。
⠀⠀所以，在±5.7V之内，相当于电流互感器的负载电阻R3非常大，它的输出电压便会变化的非常剧烈。而电流互感器输出的电压超过±5.7V后，又相当于R3变得非常小，限制了电流互感器的输出电压。
⠀⠀如上图，将一对反向串联的稳压管接到电压互感器的输出，由于稳压管的稳压特性，互感器的输出电压在超过±5.7V后几乎不会变化，即被钳位成矩形波。
⠀⠀由于稳压管同样是（非线性）阻性负载，且它在大多数时间都导通，所以电流互感器的工作与之前使用电阻负载时相似：互感器的输出电压过零点，就是它的初级电流的过零点。只不过现在互感器输出的电压波形由正弦波变成了电压上升和下降都很快的矩形波
⠀⠀然后，我们接上过零滞回比较器
⠀⠀因为互感器现在的输出是矩形波，它在滞回比较器的UT2和UT1两个阈值电压附近上升和下降的很快，滞回比较器的滞回效应带来的输出滞后就被消除了。
⠀⠀另外，我们可以使用具有滞回特性的施密特反相器7414来代替上图中的滞回比较器。
⠀⠀7414的工作特性与我们之前讲的NE555组成的施密特反相器相似。
⠀⠀上图为7414的工作波形图。输入电压在上升超过UT+后，7414输出转为低电平，输入电压在下降低于UT-后，7414输出转为高电平。
⠀⠀7414的输入电压范围为约为0V-5V，而我们的电流互感器输出电压在经过两个5V稳压管钳位后为±5V 。由于两个信号的电压不同，我们使用电容C2将电流的互感器输出耦合到7414的输入。
⠀⠀我们用稳压管D3对7414的输入再次进行钳位，使7414的输入电压在它的允许范围内。电阻R4用于限制电流。
⠀⠀由图可知，D3钳位后7414的输入电压符合要求。
⠀⠀通过仿真可以看到电路可以准确的检测过零点。
⠀⠀成功的设计出过零点检测后，我们便可以用它驱动功率桥了。
如何驱动功率桥？
⠀⠀由于功率桥部分的内容我们还没讲到，这里大家先简单了解一下。
⠀⠀通常我们有两种方法驱动功率桥：变压器和悬浮驱动。悬浮驱动我们在之后的章节和再讲。
⠀⠀变压器驱动所用的这个变压器我们一般叫门极驱动变压器，英文缩写GDT。
⠀⠀简单的来说，给GDT提供+15V（假设）的电压，功率桥就会输出+100V（假设）的电压提供给初级回路。给GDT提供-15V的电压，功率桥就会输出-100V的电压提供给初级回路。不给GDT提供电压，功率桥就会关闭，不向初级回路提供能量。
⠀⠀然而，想给GDT提供+15V的电压也不是很容易的。GDT要求有一定的输入电流。
⠀⠀我们刚才设计的电路中，7414完成了过零检测的任务，但是它的输出电压只有5V，电流也只有数十mA，不能直接驱动GDT。我们要把7414的输出放大后，再驱动GDT。
⠀⠀那么如何放大7414的输出？
⠀⠀谈到放大，常见的三极管放大电路有三种共发射极、共集电极和共基极放大电路，我们用哪个呢？
⠀⠀共基极放大电路没有电流放大能力，不符合要求。
⠀⠀共发射极放大电路的电流输出能力不强，我们也不用。
⠀⠀所以我们首先考虑共集电极放大电路，也就是射极跟随器。
⠀⠀就是这个电路。假设三极管的电流放大倍数β是100倍，那么我们就能用1mA的输入电流，得到101mA的输出电流啦。
⠀⠀但是，这个射极跟随器的上拉的能力较强，下拉靠的是电阻，能力较弱。所以说，这个电路输出高电平的能力较强，而输出低电平的能力较弱。
⠀⠀功率桥输出的电压是对称的，是因为功率桥内部的功率管是对称的。所以我们希望GDT能得到对称的信号去驱动功率桥。这就要求我们的驱动电路输出电流的能力是对称的。
⠀⠀所以我们试一试用互补输出级来放大。互补输出级是两个不同极性的射极跟随器的组合，所以它具有将输出上拉和下拉的能力，可以输出对称的电流。
⠀⠀由于三极管基极和发射极间的电压大于0.7V才会使三极管导通。所以两个射极跟随器拼起来的话，输入就会有1.4V的电压区间两个三极管都不导通。在放大正弦波信号的时候，会造成失真。
⠀⠀可以看到，输入正弦波在±0.7V以内时，输出啥都没有，于是输出的正弦波就产生交越失真，变形了。
⠀⠀所以在上面的电路图中加入了D1、D2、R1、R2，把两个三极管的基极电压分别垫高0.7V，然后交越失真现象就被消除啦。
⠀⠀等等，刚才放大的是正弦波？我们的7414输出是方波诶。。方波的上升和下降时间很快，根本不用考虑交越失真。
⠀⠀于是我们果断的把那几个用来消除交越失真的元件给扔了，现在电路就只剩下这俩三级管了。这就是我们常说的图腾柱。
⠀⠀给图腾柱输入来自7414的信号，输出接上一个电阻负载。可以看到，虽然图腾柱的输出电流能力很强，但是它没有电压放大能力。它的输出电压比输入电压小0.7V，现在输出的高电平只有4.3V了。
⠀⠀既然图中我们用了15V电源供电，我们就希望输出能达到15V，对吧。
⠀⠀所以。。我们可以在图腾柱前加一级共射放大电路，先放大电压再扩大电流。。
⠀⠀或者，使用我们的神器，TC4421/ TC4422芯片！
⠀⠀就是它，一个8脚的芯片。用它就可以代替我们的放大电路和图腾柱。
⠀⠀为什么说它是神器？因为它方便啊！我们看一下它的内部电路：共源放大电路+施密特反相器+MOS图腾柱。它带电压放大，还能把波形整形为方波，输出还带有电流放大。
⠀⠀它的输出电流允许多大呢？峰值电流9A，持续电流2A。它较大的峰值电流特别适合推动我们的MOS或者IGBT门极这类容性负载。
⠀⠀那么它怎么使用呢？
⠀⠀1脚和8脚并联作为Vcc输入，供电电压最高允许20V。4脚和5脚并联接电路地。
⠀⠀2脚是信号输入，6脚和7脚并联作为驱动输出。
⠀⠀输入电压高于2V左右会被芯片视为输入高电平，低于1V左右会被芯片视为输入低电平。
⠀⠀TC4422是同相放大，也就是输入为高电平时，输出也为高电平。
⠀⠀TC4421则是反相放大，输出的电平总是与输入相反。
⠀⠀另外还有TC442X系列的其他芯片，它们的功能大家可以自己查阅资料了解。
⠀⠀所以我们加一级TC4421（TC4421电源的输入省略了），放大来自7414的信号，然后去驱动GDT。
⠀⠀然而，GDT这个变压器能这么驱动吗？不能。
⠀⠀我们先来看看TC4421的输出波形。TC4421是单电源供电的，它输出的电压平均值大于零，也就是输出有直流分量。
⠀⠀如上图，GDT初级线圈的电感对于直流分量相当于短路，所以说，如果直接把变压器初级绕组接在TC4421的输出与地之间，就相当于把TC4421的输出给短路了，这会让TC4421烧坏。
⠀⠀所以，我们用两个TC4421共同驱动变压器，其中一个4421的输入先作反相。
⠀⠀于是电路便像上图这样，在任一时刻，总有一个TC4421输出电源电压（15V），而另一个输出0V，两个TC4421的输出互补。
⠀⠀所以，变压器上的电压（蓝色线）为±15V，平均电压为0V（占空比=50%时）。
⠀⠀不过如果驱动电路的占空比并恰好等于50%，那么两个TC4421的输出会有一定的直流分量。
⠀⠀理论上，谐振产生的正弦波电流是对称的，过零比较器输出的占空比等于50%。
⠀⠀不过DRSSTC有一个起振的过程，在这个过程中GDT中会流过一定的直流分量，占空比也并不一定严格等于50%，所以为了防止TC4421损坏，我们还是给电路加一个隔直电容为好。
⠀⠀于是我们加上了隔直电容C1。当两个TC4421的输出带有直流分量时，C1上会积累相反的电压，使GDT中没有直流电流流过。
⠀⠀于是，使用两个TC4421（也可以用TC4422），我们驱动了GDT。
如何实现灭弧？(第一部分）
⠀⠀在第三章中我们分析过，DRSSTC的驱动电路应具有灭弧的功能，以在DRSSTC的谐振电流振升到足够大后暂时使它停止工作。
⠀⠀所以，我们的驱动电路应该有一个灭弧信号输入。在灭弧信号为高电平时，驱动电路使DRSSTC工作，而灭弧信号为低电平时，驱动电路停止DRSSTC的工作。
⠀⠀前面我们设计的驱动电路可以让DRSSTC好好的工作。那么，如何让它停止工作呢？
⠀⠀我们可以在灭弧信号高电平时，允许驱动电路输出矩形波去驱动GDT，而在灭弧信号低电平时，禁止驱动电路对GDT输出电流。
⠀⠀所以像上图这样，我们在电路中加入两个与门来控制驱动信号的通断。与门的一端输入灭弧信号，而另一端输入原本将驱动TC4421的信号。
⠀⠀当灭弧信号为高电平时，与门的输出等于输入，允许电路输出信号给TC4421。
⠀⠀当灭弧信号为低电平时，与门的输出为低电平，两个TC4421的输入便为低电平，输出均为高电平，GDT中无电流流过，DRSSTC停振。
⠀⠀我们让灭弧信号为低电平后DRSSTC就会因驱动信号被切断而停振。那么，在灭弧信号再次转为高电平后，DRSSTC还会起振吗？
DRSSTC如何起振？
⠀⠀在灭弧信号上升沿之后，DRSSTC会试图起振。
⠀⠀我们给电路中的一些节点标号，然后来分析一下电路。
⠀⠀由于A为B经过U5A反相后的结果，所以在任一时刻，A与B的电平都相反。
⠀⠀在灭弧信号低电平时，两个与门关闭，输出C和D为低电平，所以两个TC4421的输出E和F均为高电平，GDT中没有电流。
⠀⠀当灭弧信号变为高电平后，与门接通电路，C点电压等于A点电压，D点电压等于B点电压。
⠀⠀而任一时刻，A与B的电平都相反，所以C点的电平在灭弧信号变为高电平后，变为与D点相反。由于两个TC4421的输出E和F分别为C和D反相后的结果，此时两个TC4421的输出电平相反。
⠀⠀所以，灭弧信号变为高电平后，两个TC4421的输出由全高变为了一高一低。这会产生一个15V的脉冲，通过耦合电容C1加在GDT的初级。GDT会驱动功率桥，向谐振回路提供一个电压。
⠀⠀于是谐振回路中产生电流，开始发生振荡。振荡电流流过电流互感器T1后，经过过零检测和功率放大，驱动GDT，GDT又驱动功率桥，功率桥继续驱动谐振回路，向谐振回路中补充电流…电路形成了正反馈，可以持续振荡。
⠀⠀当然，正反馈的形成前提，是电流互感器的相位正确。如果电流互感器接反了，则电路不能形成正反馈，无法起振。此时我们可以将电流互感器两根线互换，DRSSTC便可以起振。
如何实现灭弧？（第二部分）
⠀⠀我们再来看看我们上面设计的带灭弧的DRSSTC的工作过程。
⠀⠀灭弧信号从低电平升到高电平，电路起振，谐振回路中的电流上升，嗯，挺好的。
⠀⠀灭弧信号保持高电平，电路一直振荡，嗯，挺好的。
⠀⠀灭弧信号从高电平降到低电平，驱动电路中的与门将信号切断，停止驱动GDT，于是，功率桥中的功率管关断，电路停振。
⠀⠀嗯。。挺。。什么？在谐振电流最大的时候，功率管竟然直接关断了？这是明目张胆的硬开关嘛！功率管会爆掉的。
⠀⠀灭弧信号是外部电路产生的信号，与驱动电路并不相关。所以它转为低电平的时间是不确定的。
⠀⠀如果我们在灭弧信号转为低电平后就立刻停止DRSSTC的工作，就会有一定的概率使功率管在谐振电流不为零的时刻直接关断，也就是硬关断。
⠀⠀如果硬关断刚好发生在初级回路中电流振升到峰值时，功率管很可能会损坏。
⠀⠀那么，如何避免灭弧导致的硬关断的发生呢？
⠀⠀我们知道，DRSSTC自身的工作是软开关的。它总是在谐振回路中的电流过零时开启和关闭它的功率管。所以，我们只要让灭弧引起的功率管关闭也发生在谐振回路中的电流过零时刻，就可以避免硬关断了。
⠀⠀为此，我们需要制作一个“灭弧同步电路”，把输入的灭弧信号与谐振回路中的电流过零时刻“同步”，用同步后的灭弧信号给DRSSTC灭弧。
⠀⠀用什么同步呢？
⠀⠀我们知道，谐振回路中的电流过零时，过零比较器翻转，在高低电平之间切换一次。所以，谐振回路中的电流过零时刻也就是过零比较器输出产生上升沿和下降沿的时刻。
⠀⠀所以，我们可以用边沿触发的触发器来制作灭弧同步电路，同步灭弧信号与过零信号。
⠀⠀上图是D触发器74LS74。它有输入、时钟（上升沿）输入、异步（复位、置位）输入、同相输出和反相输出。下面所说的输出都是指7474的同相输出。
⠀⠀D触发器所实现的功能非常简单：存储一位二进制数字。
⠀⠀每当7474监测到时钟输入产生上升沿，它的输出电平都会立刻变为为此刻的输入电平（高电平或低电平）。而在其他时刻，7474的输出保持不变，也就是存储了上次的输入。
⠀⠀7474的异步操作为低电平有效。异步复位输入为低电平时，即使时钟没有输入上升沿，7474也强制将输出变为低电平（0）；异步置位输入为低电平时，即使时钟没有输入上升沿，7474也强制将输出变为高电平（1）。
⠀⠀异步操作结束（异步操作输入返回高电平）后，7474的输出同样保持操作后的电平。
⠀⠀那么，我们像上图这样，把灭弧输入连接到灭弧器，把灭弧输出连接到驱动电路中的与门输入初级回路电流的过零信号作为D触发器的时钟可以吗？
⠀⠀上图这样接，灭弧输出的改变的确可以同步于初级回路的电流过零点。也就是说，即使输入的灭弧信号变为低电平，只有在过零信号产生上升沿，初级回路电流过零时，灭弧输出才会变为低电平。于是DRSSTC在初级回路电流为零时停振。避免了硬开关的出现。
⠀⠀上面这个接法看起来很完美，但是实际上这样接的话DRSSTC就没法起振了。
⠀⠀DRSSTC停振之后，初级回路的电流终将消失，然后就没有过零信号去更新灭弧输出了。于是在DRSSTC停振后即使你的灭弧输入变为高电平，灭弧输出也无法改变，与门始终无法开启，DRSSTC无法起振。
⠀⠀由于DRSSTC停振后就没有过零信号可以作为时钟来改变D触发器的输出，所以我们只能将灭弧信号作为D触发器的异步信号输入。
⠀⠀异步操作的特点是不需要时钟。这样即使在DRSSTC停振后的任意时刻，灭弧输入也能重新使灭弧输出变为高电平，从而使DRSSTC起振。
⠀⠀所以我们把灭弧信号接在D触发器的异步置位端。由于异步置位为低电平有效，我们将灭弧信号用7414反相后输入。D触发器的输入接地，始终为零。
⠀⠀当灭弧输入变为高电平时，D触发器立刻被异步置位，使输出变为高电平，DRSSTC起振。灭弧输入在高电平期间，D触发器始终被强行置位，输出保持高电平。
⠀⠀而灭弧信号变为低电平后，由于D触发器的记忆，灭弧输出仍将保持高电平。
⠀⠀直到过零输入产生上升沿，也就是初级谐振回路电流过零，D触发器的输出才更新为它的输入：零。于是此时灭弧输出变为低电平，DRSSTC的功率管软关断。
⠀⠀当灭弧信号再次变为高电平时，D触发器再次被异步置位，输出立刻变为高电平，DRSSTC再次起振。
⠀⠀如图，灭弧同步电路可以使灭弧信号保持高电平，直到初级回路电流过零。
⠀⠀我们再考虑一个问题，如果上一次灭弧输入高电平，DRSSTC没有成功起振会怎么样？
⠀⠀灭弧输入高电平，就会使D触发器异步置位，灭弧输出变为高电平。
⠀⠀前面我们分析过，D触发器的灭弧输出想重新变为低电平，需要输入的过零信号产生上升沿。没有成功起振，过零比较器就没有产生上升沿。于是D触发器也不曾被过零信号置零。
⠀⠀所以，如果电路没有起振，即使灭弧输入回到了低电平，D触发器的灭弧输出也会保持高电平不变。在灭弧输入再次变为高电平时，D触发器的灭弧输出依旧是高电平。
⠀⠀前面我们分析过，DRSSTC的起振是靠灭弧信号从低电平变为高电平后驱动电路在GDT中产生一个脉冲引发正反馈而实现的。
⠀⠀如果DRSSTC的灭弧信号一直保持高电平，它显然无法起振。
⠀⠀所以，我们需要增加一个电路，使DRSSTC没有起振时，D触发器可以复位，以尝试在下一个灭弧周期起振。
⠀⠀于是，我们可以设计一个延时电路。在输入灭弧信号变为低电平一段时间后，将D触发器异步复位，使其输出变为低电平。
⠀⠀若DRSSTC上一次成功起振，则D触发器的输出在初级电流过零后便已经变为低电平，异步复位无效，对电路无影响。若DRSSTC上一次没有起振，则电路将D触发器的输出重新复位为低电平。于是灭弧输入下一次变为高电平时，灭弧输出又会从低电平跳变到高电平，让DRSSTC再次尝试起振。
⠀⠀上图是加入延时电路的灭弧同步电路。
⠀⠀灭弧输入为高电平时，U9A输出低电平，使D触发器异步置位，灭弧输出变为高电平。同时C3通过D4放电，使U10A输出变为低电平，输出变为高电平。
⠀⠀灭弧输入转为低电平时，U9A输出高电平，D触发器异步置位停止，但是C3上电压为零，U10A输出高电平，D触发器也没有被异步复位，灭弧输出仍保持高电平。
⠀⠀如果DRSSTC已经成功起振，则过零输入在初级谐振电流过零时产生上升沿将D触发器的输出变为零，也就是灭弧输出变为低电平，DRSSTC功率管软关断，停振。
⠀⠀灭弧信号转为低电平后，C3通过R3充电。当电压上升到U10A的UT+时，U10A输出变为低电平，使D触发器异步复位。如果之前电路并没有起振，则此时灭弧输出变为低电平，在下个灭弧输入高电平时DRSSTC可以再次尝试起振。
⠀⠀灭弧同步电路中延时部分的工作波形如上图。使用图中的元件参数，电路的延时时间为100uS。
⠀⠀我们将灭弧同步电路加入之前设计的驱动电路。于是，我们的DRSSTC驱动电路就完成啦。
⠀⠀哦，没完成。。还差电源部分。这个驱动电路是用15V直流供电的。电路中的TC4421可以在15V下工作，但是电路图中的74系列芯片的工作电压是5V。所以我们用7805将15V的电压降到5V来为74芯片供电。
⠀⠀7805是一个有三个引脚的线性降压稳压块。
⠀⠀7805的接法如图。它的1脚接电源输入，2脚接电路地，从三脚就可以输出5V的电压啦。
⠀⠀使用时记得在电源输入和输出并联退耦电容，否则7805可能产生自激振荡，使输出电压异常。
⠀⠀7805的输入电压在7V到35V左右，最大的输出电流在1.5A左右。它的发热功率P=（输入电压-5V）*输出电流。大功率使用时记得加散热片哦。
⠀⠀加入了7805的DRSSTC驱动电路如上图。C4用于低通滤波以抗干扰， 灭弧输入对地接了R5，以在驱动电路未连接灭弧线时，将灭弧输入拉到低电平，DRSSTC不工作。
如何实现过流保护？
⠀⠀过流保护电路（强迫症OCD）可以在DRSSTC初级谐振回路的电流振升到设定值的时候将特斯拉线圈关闭，保护功率管不会因过流而损坏。
⠀⠀要实现过流保护功能，我们首先需要检测DRSSTC初级回路中的电流。没错，我们又需要一个电流互感器。
⠀⠀因为要检测电流的大小，所以我们就不能像之前那样给电流互感器的输出接稳压管了。这次我们接一个电阻。
⠀⠀电流取样部分的电路如上图。我们依旧使用1:1000的电流互感器，电流互感器的输出正弦波经过桥式整流后变为正弦半波，加在R1上。
⠀⠀这里要注意，电阻必须接在整流桥的输出。如果接在输入，则整流二极管的压降会对我们的检测产生影响。
⠀⠀R1两端的波形如图。
⠀⠀一般我们在DRSSTC中用初级回路峰值电流，也就是初级回路中电流所能达到的最大值来描述谐振回路中的电流大小。所以我们先将电流表显示的有效值换算为峰值：200A*1.4=280A。即该实验模拟初级谐振电流为280A的DRSSTC。
⠀⠀电流互感器次级电流峰值为280A*（1:1000）=0.28A，R1两端的电压峰值为0.28A*10Ω=2.8V。
⠀⠀所以，假设如果我们不想让初级回路中的电流超过300A，我们就不要让R1两端的电压峰值超过3V。
⠀⠀所以我们可以把R1两端的电压与3V去比较，通过比较结果确定电流是否超标。用什么比较呢？电压比较器。
⠀⠀如图，我们把电压比较器的反相输入接入R1上的电流信号，同相输入接入3V电源。初级电流峰值为280A。
⠀⠀由于R1两端的电压始终没有超过3V，电压比较器的同相输入端电压便始终大于反相输入端电压，输出始终保持高电平。
⠀⠀而当初级回路中的电流超过300A时（上图为350A），电压比较器的输出开始出现低电平。电压比较器输出低电平代表电流超过了设定值，DRSSTC初级回路中电流过大。为此我们应该关闭DRSSTC。
⠀⠀用什么关闭呢？当然是灭弧信号啦。
⠀⠀我们可以在初级回路中电流过大时，强制让灭弧信号变为低电平，使DRSSTC关闭。而在下一个灭弧高电平到来时，由于初级谐振电流早就没了，我们便当做无事发生，使DRSSTC重新起振。
⠀⠀也就是说，我们要把过流信号和灭弧信号同步起来。过流信号一旦出现，灭弧输出就变为低电平。灭弧输入一旦重新变为高电平，则灭弧输出重新变为高电平。
⠀⠀用什么同步呢？还是用D触发器。
⠀⠀同步电路如上图。
⠀⠀电路中的与门作为一个开关，负责接通或断开灭弧输入。
⠀⠀在初级回路过流时，电压比较器输出过流信号（低电平），将D触发器异步复位，输出变为低电平，于是与门的一个输入变为低电平，输出立刻变为低电平，使DRSSTC停止工作。
⠀⠀在灭弧输入产生上升沿时，意味着灭弧输入由低电平重新变为高电平，由于D触发器的输入D=1（5V），它被同步置位，输出变为高电平，使与门重新接通灭弧信号。
⠀⠀电路的工作时序如上图。
⠀⠀将同步电路与电压比较器电路接在一起，就组成了我们的OCD电路。
⠀⠀将OCD电路加入我们的驱动电路，嗯，电路是不是瞬间就多了一半？
⠀⠀所以，为了电路的简洁，本章教程将制作的DRSSTC中不加入OCD功能。
如何增大驱动电路的驱动能力？
⠀⠀本教程将制作的DRSSTC功率较小，使用的功率桥为四支“小管”组成的功率桥。所以我们设计的的驱动电路后级，也只使用了两个TC4421来推动GDT，驱动这四支“小管”。
⠀⠀两个TC4421的输出能力并不大，实际上也仅能驱动四支“小管”。如果我们要使用并管全桥或IGBT模块等更强力组件制作功率DRSSTC，那么驱动电路允许的的输出电流必须要进一步扩大，以有能力驱动这些较大的器件。
⠀⠀回顾我们讲的TC4421的内部结构。
⠀⠀它使用了MOS图腾作为后级放大。不过由于芯片封装的散热能力有限，它内部的MOS管的电流并不是很大。
⠀⠀那么，我们只要在它的外部再加一级更大电流的MOS图腾来放大电路就行了嘛
⠀⠀于是我们用常用的MOS对管540和9540，组成了一个MOS图腾柱。输入高电平时，540导通，输出下拉。输入低电平时，9540导通，输出上拉。
⠀⠀这是供电电压为15V的MOS图腾柱的输入电压与空载输入电流的关系。
⠀⠀可以看到，在输入电压4V-11V时，MOS图腾柱产生了输入电流。此时两个MOS管都会导通，产生额外的发热。当输入电压为7.5V时，输入电流达到了25A，这几乎相当于两个MOS管将电源短路了。
⠀⠀所以， 使用MOS图腾柱需要注意的是：MOS图腾柱的输入电压只能为接近0V或接近Vcc，否则可能使两个MOS管共态导通而损坏。MOS图腾柱的门极承受全部电源电压，所以Vcc一般在20V以内。另外MOS图腾柱的输出与输入是反相的。
⠀⠀我们使用15V电源的TC4421驱动15V电源的MOS图腾柱，并在输出接一个小电阻作为负载。
⠀⠀可以看到输入矩形波时，输出也为矩形波，输入与输出反相。
⠀⠀由于上面我们的驱动电路中TC4421的输出电压为0V和15V，所以我们的MOS图腾柱的电源电压也最好是15V。图腾柱的电源电压如果超过19V，即使TC4421输出高电平，9540也无法关断，从而发热损坏。图腾柱的电源电压如果再高，例如达到30V，即使TC4421输出低电平，9540的门极也会被-30V的电压击穿。
⠀⠀那么，有没有什么办法克服MOS图腾柱的这些问题呢？
⠀⠀我们上面分析过，电源电压过大时，不是9540关不了，就是9540被击穿。所以我们让这个9540舒服一些就行了嘛。
⠀⠀所以我们把电路改成这样。初始状态，TC4421输出低电平0V，540关断，C1通过R2充电，其电压升至24V，9540的G-S电压为0V ，关断。
⠀⠀电路工作：TC4421输出高电平15V时，540导通，C1通过D1放电到9V，9540的G-S电压为0V，关断，电路的输出下拉。
⠀⠀TC4421输出低电平0V时，540关断，9540的门极电压被C2下拉到9V，其G-S电压为-15V，开启，电路的输出上拉。
⠀⠀看一下仿真后的结果：改良后的MOS图腾柱可以在输入高电平小于图腾柱的Vcc时，正常的工作。
⠀⠀不过，实际上不管是MOS图腾柱还是改良版的MOS图腾柱，都可能存在共态导通的问题。只不过输入为矩形波时，共态导通的时间约为矩形波的上升（下降）时间，这个时间很短，对电路影响不大。
⠀⠀共态导通的问题是可以改善的。对于540和9540组成的MOS图腾柱，降低电源电压可以减小共态导通的程度，当电源电压在8V以下时不会发生共态导通。对于改良版的图腾柱，降低输入电压可以减小共态导通的程度，当输入电压在8V以下时不会发生共态导通。
⠀⠀不过电压也不能太小。电压低于5V时，MOS不会完全导通，图腾柱就不能用了。
⠀⠀综上，用来驱动MOS图腾柱的TC4421我们不用15V供电，而使用9V供电，以减轻MOS的共态导通发热。
⠀⠀所以我们给带有OCD功能的驱动电路的输出又加了俩改良后的MOS图腾柱。
⠀⠀由于MOS图腾柱的供电电压为24V，，所以我们又加上了一个7809稳压块来获得9V电压，给TC4421供电来驱动图腾柱。
⠀⠀由于本教程之后要制作的DRSSTC功率较小，所以驱动电路也不必使用MOS图腾柱。
带有移相功能的驱动电路
⠀⠀在第二章我们讲过，由于电流互感器、电路元件和功率管均存在延迟，所以在实际的DRSSTC中，功率器件的开关落后于谐振电流过零点。这导致了一定程度的硬开关发生，增大了功率管的压力，也降低了谐振回路电流振升速度。
LR移相回路
⠀⠀我们知道，电感上的电压波形是超前于电流波形的。而如果我们使用感性负载作为电流互感器的负载，感性负载两端的电压同样会超前电流。
⠀⠀我们提到过，对于理想的电流互感器，其初级电流和次级电流在任一时刻均成比例，所以电流互感器接入感性负载后，输出电流的过零点不变，为实际过零点；而输出电压波形相对电流发生超前，其过零点提前。
⠀⠀所以我们试试在电流互感器的输出接上电阻（R）加电感（L）组成的感性负载。
⠀⠀如图，接入RL负载后，电流互感器输出的电压过零点相对输入的电流过零点超前了一个相位角。
⠀⠀如果我们将这个超前的电压送入过零比较器，就会导致功率管提前开关。
⠀⠀我们可以用这段提前的时间，抵消掉电路固有的延迟时间，实现功率管在谐振电流过零点刚好开关，达到软开关的效果。
⠀⠀如上图，其他参数不变，将电路中的电感L由47uH更换为10uH，可以看到移相角变小。
⠀⠀所以，改变L可以改变移相角。我们把L换成可变电感，电路的移相角就可以连续调节了。我们可以调节L，使移相电路引入超前时间等于电路的延迟时间。
钳位电路
⠀⠀电流互感器的输出通过LR移相后，我们将其送入过零比较器。
⠀⠀要将电流互感器的输出送入过零比较器，我们必须像之前那样，对其过大的电压幅度进行钳位。
⠀⠀加入钳位的LR移相回路电路图如上图。我们通过电阻分压获得⅓Vcc，用两个反相并联的4148二极管钳位。
⠀⠀由于二极管的导通压降为0.7V，所以钳位后的信号电压会在⅓Vcc±0.7V之内。
⠀⠀C6为耦合电容，R16为限流电阻。
⠀⠀这是钳位前后的波形。可以看到钳位前电流互感器输出的电压幅度非常大，所以钳位后的输出接近矩形波。
过零比较器
⠀⠀由于我们要求电路有一定的抗干扰能力，我们应该使用过零滞回比较器。
⠀⠀由于DRSSTC的驱动电路是单电源供电的，我们要使用单电源过零滞回比较器。
⠀⠀单电源供电的过零滞回比较器电路如上图。由于为单电源供电，我们将过零信号耦合到⅓VCC后进行比较。
⠀⠀过零比较器通过正反馈引入了滞回特性。这里的正反馈通路有两条：R22和R23+C5。
⠀⠀对于低频信号，R23+C5通路不起作用，正反馈通路的电阻较大。对于高频信号，正反馈通路的电阻由于C5容抗的下降而迅速降低。所以，这个滞回比较器在高频段的滞回特性较强。这样的设计有助于防止电路产生高频振荡。
⠀⠀这是我们过零比较器的工作波形。可以看到它将钳位的输出变为了矩形波。
⠀⠀将我们的LR移相器、钳位电路和过零比较器连接后，我们便得到了带有超前移相功能的过零检测电路。
⠀⠀这是我们电路的工作波形。可以看出过零信号输出跳变要早于谐振回路电流过零。
⠀⠀用带有超前移相功能的过零比较器换掉之前驱动电路中的7414过零比较器，我们便得到了带有移相功、OCD功能和驱动能力较大的DRSSTC驱动电路。
⠀⠀注意，调试移相电路的移相角需要使用示波器。我们用示波器观察初级谐振电流和功率桥的输出电压，并将可调电感调到功率桥能实现零电流开关。如果没有示波器，不推荐使用带移相功能的驱动电路。
⠀⠀怎么样，我们的最终版电路图是不是好长好长呢。。。
⠀⠀不过教程之后制作的DRSSTC会使用这个基础版的驱动电路，不去用那个丧心病狂的长条形电路。。。
⠀⠀DRSSTC驱动电路中，各元件如何焊接和使用的说明将在之后的章节给出。
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