DRSSTC教程第五章 - DRSSTC的功率电路设计

前言

⠀⠀本章将设计DRSSTC的强电部分：整流桥和逆变桥。

DRSSTC功率电路简介

⠀⠀回顾我们在第二章给出的DRSSTC初级回路框图。

DRSSTC框图（未画出次级线圈）

⠀⠀我们在第二章分析过，DRSSTC初级回路的组成包括了电流取样器（电流互感器）、过零比较器和功率放大器。

⠀⠀在第四章中，我们分析并设计了前两个部分，它们是DRSSTC电路中的弱电部分。它们可以检测初级回路谐振电流的方向，输出+15V或-15V的电压。

⠀⠀由于弱电部分的输出功率很小，所以我们需要用功率放大器将信号放大，再去驱动DRSSTC的初级串联谐振回路。

⠀⠀功率放大器的功能就是将驱动电路输出的电压和电流放大。

⠀⠀例如，驱动电路输出+15V的电压，放大器就应该输出+310V（假设）的电压提供给初级回路。驱动桥输出-15V的电压，放大器就会输出-310V的电压提供给初级回路。驱动电路不输出电压，放大器也不输出电压，不向初级回路提供能量。

⠀⠀所以，DRSSTC的功率电路的任务是接受驱动电路的信号，然后输出+310V、-310V或0V的电压。

功率输出由市电先整流再逆变得到

⠀⠀我们知道，DRSSTC是由市电供电的。市电是正弦波，电压的大小和方向是不断变化的。所以功率部分通常先将市电整流，将其方向确定。

⠀⠀整流，就是将交流电变为直流电。经过整流后，市电的电压方向变得不再变化，变为直流电源。然后要输出±310V的电压，我们只需要利用桥式电路切换直流电源的两极就可以了。

市电的电压是多少？

⠀⠀市电的电压是220V。

⠀⠀市电是正弦波交流电，它的电压每时每刻都在变化，而我们为什么说市电有220V？是指电压的平均值吗？

⠀⠀显然，正负半周对称的市电的平均值是零。而我们说的的220V，是指市电的有效值为220V。有效值为220V的的含义是指，使用市电与使用220V的恒压直流电源分别驱动电阻，在相同的时间，在同样的电阻负载上产生的热量是相等的。

两者的关系

⠀⠀市电的电压是按正弦规律波动的，时大时小。如果它的有效值为220V，那么它的最大值（图中蓝色曲线峰值）必定会大于220V。

⠀⠀那么市电的峰值电压有多大呢？经过推导（积分）后可知，市电的峰值为有效值的根号二倍。也就是220V*1.41=310V。

如何实现整流？

⠀⠀刚才我们说过我们要将市电整流，下面我们来看看常见的整流电路。

半波整流电路

⠀⠀上图为半波整流电路。R1为负载，D1为整流二极管，R2为交流电源内阻

输入电压（市电）与输出电压（红线）

⠀⠀可以看到，仅在220v正弦波的正半周，二极管导通，负载R1得到电流，在正弦波的负半周电路中无电流。所以负载得到的是断续的正弦半波。

⠀⠀R1上的电压峰值即为市电的峰值电压，为220V*1.41=310V

⠀⠀R1上的电压平均值为220V*0.45=99V

⠀⠀所以，使用半波整流电路可以获得最大值为310V，但平均值很小的脉冲直流。

交流电源（市电）的输出电流

⠀⠀由于为R1为阻性负载，所以220V交流电源的输出电流也是正弦半波。

电容滤波的半波整流电路

半波整流加滤波

⠀⠀如图，我们在半波整流负载R1上并联一个2200uF的滤波电容C1。

输入电压（市电）与输出电压（绿线）

⠀⠀并联电容后，半波整流电路不向负载供电时，由电容放电负责供电。所以R1两端的电压波形（绿色）得到了滤波，变的平缓。

⠀⠀所以，上图的整流电路输出电压峰值仍然是310V，但是平均值却达到了226V，比不加滤波的半波整流电路大了一倍多，负载R1上的功率也增大了许多倍。

交流电源（市电）的输出电流

⠀⠀由于滤波电容的加入，整流二极管D1仅在交流电源的电压大于滤波电容上的电压时开启。

⠀⠀二极管开启的时间在正弦波周期中对应的角度称为导通角。加入滤波电容后，二极管每次开启的时间都变小了，所以二极管的导通角变小。220V电源的输出电流变成了尖脉冲。

将滤波电容增大

⠀⠀我们将C1增大，换成10000uF的滤波电容。

输入电压（市电）与输出电压（红线）

⠀⠀可以看到，与2200uF的滤波电容相比，10000uF的滤波电容使R1两端的电压（红线）滤波得更平缓，几乎成了一条直线。此时电路输出电压的平均值达到了284V，接近最大值310V。

交流电源（市电）的输出电流

⠀⠀我们再来看看交流电源的输出电流波形。由于滤波电容C1增大，整流二极管的导通角进一步减小，电源的输出电流波形进一步变尖。

⠀⠀所以，在增大滤波电容后，虽然输出平均电压变高，但是电源的输出电流峰值也增大了一倍多，这会给整流二极管造成很大的压力。所以我们不应该把滤波电容加得过大。

⠀⠀同时，增大输出的滤波电容也意味着滤波电容储存的能量会更多。在整流电路的负载发生短路故障时，滤波电容会将储存的能量快速释放，造成负载发生爆炸。所以在炸管的时候，更大的滤波电容就意味着声音更响~

桥式整流电路

⠀⠀半波整流电路只能利用交流电源的正半周来驱动负载，输出平均电压较低。而桥式整流电路可以利用交流电源的正负半周。

桥式整流电路

⠀⠀上图为我们的桥式整流电路。R1为负载，R2为电源内阻。电路使用了四个二极管来整流。

⠀⠀在交流电源的正半周时，D1和D4导通，接通电路；在交流电源的负半周时，D2和D3导通，接通电路。

输出波形

⠀⠀可以看到，由于交流电源的正、负半周均有二极管接通电路，负载R1上的电压变为了连续的正弦半波。

⠀⠀桥式整流电路的输出电压峰值依然为220V*1.4=310V

⠀⠀桥式整流电路的输出平均值变为了220V*0.9=198V，比半波整流电路大了一倍。

各种整流桥

⠀⠀通常我们使用上图这样封装好的整流桥，代替四个二极管作为整流电路。整流桥有两个交流输入端和两个直流输出端，其内部由四个二极管组成。

⠀⠀根据不同的电流大小，整流桥的尺寸也不同。大功率的整流桥（4A以上）通常需要加散热器。我们在选取整流桥的电流时应该留有两倍以上的余量。

电容滤波的桥式整流电路

输出加入电容滤波的整流桥

⠀⠀我们给桥式整流电路的输出加上滤波电容C1。

输出电压波形（红线）

⠀⠀可以看到，同半波整流一样，加入滤波电容后的桥式整流输出电压峰值不变，而波形同样变的平缓，平均电压升高。图中的电路参数输出的平均电压为268V。

⠀⠀所以在桥式整流电路中，增大滤波电容同样可以增大输出的平均电压。

⠀⠀不过与半波整流中情况相似，滤波电容过大同样会使整流二极管的压力增大，也会使电路爆炸时的声音变大。

⠀⠀通常，220V 50Hz供电的全波整流电路的滤波电容可以取每瓦的输出功率0.5uF - 1uF。

⠀⠀每瓦0.5uF的输出电容时，整流电路的输出电压在280V-310V间波动，平均电压约为300V。

⠀⠀每瓦1uF的输出电容时，整流电路的输出电压在260V-310V间波动，平均电压约为290V。

⠀⠀当然，以上的计算结果适用于电流不变，或电流的变化频率远大于50Hz的负载。对于脉冲负载（例如灭弧频率几Hz的特斯拉线圈之类），应按照电容储能公式计算电压的波动值，选取合适的滤波电容大小。

⠀⠀另外，整流电路中的滤波电容应并联泄放电阻。也就是在滤波电容两端并联一个大电阻（100K-1M）。否则在电路断开后，滤波电容上会一直存储数百伏的电压，人体触摸时将受到电击。

倍压整流电路

⠀⠀由于我们使用的220V电源峰值为310V，所以上述几个整流电路的输出电压峰值均为310V。那么，我们的整流电路输出电压可不可以更高呢？

⠀⠀我们可以使用倍压整流电路。

二倍压电路

⠀⠀上图为二倍压整流电路。

⠀⠀假设输出空载，则交流电源的正半周时，电流通过D1将C1两端电压充至310V；交流电源的负半周时，电流通过D2将C2两端电压充至310V，故电路的空载输出电压可达620V。

⠀⠀不过由于负载R1的存在，在每个半周电容充电结束后，R1都会将电容两端的电压放掉一部分。所以到了另一个半周另一个电容充好电后，两个电容的电压叠加起来便达不到620V。

⠀⠀所以二倍压整流电路的带载输出电压达不到空载电压620V。

倍压电路输出电压（红线）

⠀⠀上图为二倍压电路输出波形。

另一种二倍压电路

⠀⠀当然二倍压电路还有另一种，如上图。

多倍压电路

⠀⠀也有N倍压整流电路。这些电路通常用于直流高压发生器。由于DRSSTC用不到，所以这里不细讲，大家有兴趣可以自己分析。

上电缓冲电路

⠀⠀在桥式整流电路电路接通前，整流电路中的滤波电容两端的电压为零。而在整流电路直接接入市电后，市电在半个周期内就需要将滤波电容上的电压充到接近310V。

⠀⠀所以对于较大的滤波电容，接通电路将产生巨大的充电电流，可能损坏整流二极管、烧蚀开关或引起跳闸。为此，我们应在市电输入整流桥时给电流提供缓冲。

⠀⠀通常，滤波电容在100uF-1000uF的桥式整流电路，可以在电源输入串联NTC热敏电阻作为缓冲元件。

NTC电阻

⠀⠀上图为NTC电阻，我们可以在许多开关电源的整流桥前见到它。NTC热敏电阻的温度越高，电阻越小。

将NTC串联到整流桥前

⠀⠀缓冲电路如上图。将NTC电阻串联到整流电路的输入，电路接通市电后，NTC电阻处于室温，电阻较大，使滤波电容可以缓慢充电，避免了电流冲击。而经过一段时间后，由于NTC电阻的自身发热，其两端电阻迅速降低至接近短路，整流电路便可以正常的工作。

电容缓冲的缓冲电路

⠀⠀对于更大的滤波电容（>2200uF），我们可以使用多个NTC元件串并联作为输入缓冲，或者像上图这样，在输入使用无极电容电容C2（也可以用电阻或灯泡）限制滤波电容C1的充电电流。

⠀⠀在电容C1通过C2缓慢充电至接近310V后，电压比较电路驱动继电器将限流元件C2短路，整流电路便可以加负载，开始工作。

三相桥式整流电路

⠀⠀三相交流电源有三根相线（火线）和一根零线。

三相电源的相电压

⠀⠀如图为三相电源的三根相线分别对零线的电压波形。相线对零线的电压我们称之为相电压。可以看到三个相电压分别相差120°，有效值均为220V（峰值310V）。

⠀⠀三相电源两根相线之间的电压称为线电压，有效值为380V。

⠀⠀由于我们通常制作的DRSSTC（6KW以下）用不到三相动力电，所以这里只简单介绍一下三相桥式整流电路。

三相整流桥

⠀⠀上图为三相桥式整流电路。输入为三相电源的三根相线，使用六个整流二极管。

三相整流桥的输出波形

⠀⠀这是三相桥式整流电路的输出电压。可以看到，即使电路中没有加滤波电容，它的输出电压也不会像单相整流电路那样降至零。

⠀⠀所以，使用三相电供电时，我们更容易获得较高的平均电压。

如何实现逆变？

⠀⠀逆变与整流相反，是将直流电变成交流电。

⠀⠀我们把市电输入整流电路，得到了约310V的直流电。那么，我们怎么把它变成可以在+310V和-310V之间交替变化的交流电，实现逆变呢？

方式一：半桥电路

半桥电路

⠀⠀半桥电路如图。我们使用两个310V电源，和两个可以控制的开关，去驱动负载电阻R1。开关A和开关B我们称为一个桥臂。

⠀⠀当开关A接通时，电源V1与负载R1接通，R1的电压为左负右正，我们设其为+310V。

⠀⠀当开关B接通时，电源V2与负载R1接通，R1的电压为左正右负，也就是变为-310V。

⠀⠀所以，交替打开A和B，我们的半桥电路就能交替输出正电压和负电压，实现了逆变。

⠀⠀同时关闭A和B，半桥电路没有输出电压。

⠀⠀同时打开A和B，则电源被桥臂短路，这种情况绝对不允许。

方式二：全桥电路

全桥电路

⠀⠀全桥电路如图。在全桥电路中，我们只使用一个电源，并用了四个开关来驱动负载R1。全桥电路有开关A、B和开关C、D两个桥臂。

⠀⠀当开关B、C接通时，R1的电压为左负右正，我们设其为+310V。

⠀⠀当开关A、D接通时，R1的电压则为左正右负，也就是变为-310V。

⠀⠀所以，交替打开开关BC和开关AD，我们的全桥电路就能交替输出正电压或负电压，实现了逆变。

⠀⠀同时关闭开关ABCD，半桥电路没有输出电压。

⠀⠀同时打开开关AB或开关CD，则电源被桥臂短路，这种情况绝对不允许。

开关器件介绍

⠀⠀上面介绍的桥式电路中，我们使用开关来切换输出电压。在实际电路中，我们的手速显然不能快到驱动开关来使电路正常工作。

⠀⠀所以我们使用开关器件来代替桥式电路中的开关。

⠀⠀常见的开关器件有晶闸管（SCR）、门极可关断晶闸管（GTO）、三极管（双极结型晶体管，BJT，电力三极管又称GTR），场效应管（FET，常用绝缘栅型场效应管MOSFET，简称MOS），IGBT（绝缘栅双极晶体管）和一些其他的新型器件。

⠀⠀由于电力器件的发热较大，所以它们都被安装在散热片上。

⠀⠀SCR和GTO的工作频率较低，通常用在工频变流电路中。而我们的DRSSTC的工作频率通常在20KHz以上，小功率的DRSSTC更是可达200KHz，所以在DRSSTC中，我们不使用它们作为开关器件，而考虑使用剩下的三种。

三极管（BJT）

⠀⠀这里以NPN型三极管为例。

NPN三极管作为开关使用

⠀⠀三极管具有发射极e、基极b和集电极c。

⠀⠀我们在三极管的b与e间加入电流信号ib，在c和e间便可获得经过三极管放大β倍的电流βib。所以，三极管实现的功能是用电流来控制电流，为电流控制型器件。

⠀⠀作为开关器件使用时，我们使βib大于电路中的最大电流，则在三极管导通时，其理论上将流过的电流将大于实际的电流。三极管为了将电流扩大到理论值，便会完全导通（进入饱和区），两端的电压降至接近零，相当于c与e短路（实际上三极管两端还是有零点几伏的压降，所以会发热）。

⠀⠀所以，给三极管的be间输入足够大的ib时，三极管的ce将会因导通而被短路，相当于开关闭合。而三极管没有输入电流时，ce间也无电流，相当于开关断开。

⠀⠀我们可以用b、e作为控制端，输入电流来控制三极管，以c、e作为开关接入电路，将三极管当做可控制的开关使用。

BJT的输入输出特性

⠀⠀三极管的输出-输入特性为一条直线。

⠀⠀不过在DRSSTC中，我们通常不直接使用三极管作为开关元件，而使用更容易驱动的IGBT。

MOS管

⠀⠀我们通常使用FET中的MOS型作为开关器件。MOS管在没有输入电压时没有导电沟道，也就是输入电压为零时不导通。

⠀⠀在MOS管中，我们又通常使用内阻小且容易制造的NMOS管作为开关器件。所以这里以NMOS为例。

NMOS作为开关使用

⠀⠀MOS管具有门极g、源极s和漏极d。

⠀⠀我们在MOS的g与s间加入电压信号，在d和s间便可获得经过MOS放大的电流i。所以，MOS管实现的功能是用电压来控制电流，为电压控制型器件。

NMOS的输出曲线

⠀⠀可以看到，NMOS管的输入-输出特性为一条曲线。在gs间电压达到3-4V时，MOS管开始导通。之后随着输入电压的上升，流过ds的电流接近指数上升。

⠀⠀作为开关器件使用时，我们输入足够大的Ugs，使id大于电路中的最大电流，那么在MOS导通时，其理论上将流过的电流将大于实际的电流。MOS为了将电流扩大到理论值，便会完全导通，两端的电压降至接近零，相当于d与s短路（实际上MOS管有一定的内阻，所以会发热）。

⠀⠀所以，给MOS的gs间输入足够大的电压（通常为10V以上）时，MOS的ds间将会因导通而被短路，相当于开关闭合。而MOS管没有足够的输入电压（3V以下）时无法导通，ds间无电流，相当于开关断开。

⠀⠀我们可以用g、s作为控制端，输入电压来控制MOS管，以d、s作为开关接入电路，将MOS管当做可控制的开关使用。

IGBT（绝缘栅双极晶体管）

IGBT简化等效电路

⠀⠀如上图，IGBT的简化等效电路可以看做是MOS和BJT的组合。

⠀⠀MOS管是电压驱动型器件，驱动容易，且开关速度很快，但是电流通常较小。BJT由于具有电导调制效应，c与e间压降较低，通过电流的能力很大，但是为电流驱动的器件，驱动比较麻烦。

⠀⠀IGBT克服了两者的缺点，结合了两者的优点。IGBT为电压驱动型器件，驱动容易、开关速度较快。而IGBT的后级为BJT，所以它的通流能力也很强。

IGBT作为开关使用

⠀⠀由于IGBT的前级管是MOS，所以它具有门极g。由于它的后级是BJT，所以它有发射极e和集电极c。

⠀⠀由于IGBT的前级管是MOS，所以我们在它的g与e间加入电压信号。之后IGBT内部的MOS管驱动BJT管，我们在c与e间便可获得经过IGBT放大的电流i。所以，IGBT实现的功能是用电压来控制电流，为电压控制型器件。

⠀⠀通常，我们在DRSSTC中使用的IGBT，其内部有一个独立的续流二极管与IGBT的ce极反向并联。

⠀⠀在DRSSTC的灭弧生效时，所有开关管均关闭，这个二极管便会为初级回路中的谐振电流续流。如果IGBT内部没有这个二极管（通过查阅datasheet确定），我们可以在其外部反向并联一个高耐压大电流的快恢复二极管。

IGBT的输入输出特性

⠀⠀可以看到，IGBT管的输入-输出特性与NMOS相似，为一条曲线。在ge间电压达到2-6V时，IGBT管开始导通。之后随着输入电压的上升，流过ce的电流接近指数上升。

⠀⠀作为开关器件使用时，我们输入足够大的Uge，使坐标对应的ic大于电路中的实际最大电流，那么在IGBT导通时，其理论上将流过的电流将大于实际的电流。IGBT为了将电流扩大到理论值，便会完全导通，两端的电压降至接近零，相当于d与s短路（实际上IGBT管导通时ce间会有1V-4V的压降，所以会发热）。

⠀⠀所以，给IGBT的ge间输入足够大的电压（通常为15V以上）时，IGBT的ce间将会因导通而被短路，相当于开关闭合。而IGBT管没有足够的输入电压（2V以下）时无法导通，ce间无电流，相当于开关断开。

⠀⠀不过，为了让IGBT更快的关断，通常在关断时给ge间输入负压（例如-9V）。

⠀⠀我们可以用g、e作为控制端，输入电压来控制IGBT管，以c、e作为开关接入电路，将IGBT管当做可控制的开关使用。

IGBT桥式电路

⠀⠀SSTC的工作频率通常较高（200Khz-2MHz），且在SSTC中，初级回路的电流不大。所以在SSTC中我们普遍使用开关速度快的MOS管作为开关管。

⠀⠀DRSSTC的工作频率通常在20Khz-300Khz，且在DRSSTC中，初级谐振回路电流很大，可达数百至上千安，所以在DRSSTC中普遍使用通流能力很强的IGBT作为开关管。

⠀⠀由于本教程为DRSSTC教程，所以功率桥中的功率器件使用IGBT。实际上如果使用MOS管做功率桥，电路也基本是一样的。

半桥电路

⠀⠀我们说过，半桥电路需要使用两个电源和两个开关。但是我们整流获得的电源只有一个，怎么办呢？

⠀⠀我们可以把一个电源分成两个。

IGBT半桥

⠀⠀如图为我们的IGBT半桥电路。我们将半桥电路中的开关换成了IGBT，两个电源换成了两个电容。两个IGBT组成一支桥臂，两个电容组成一支桥臂。

⠀⠀假设电路的工作占空比为50%。当两个IGBT轮流开启时，C点的电压就会有50%的时间为310V,另外50%的时间为0V，所以C点电压的直流分量（也就是平均值）为155V。

⠀⠀之后，这个155V的C点电压会通过负载R3对C1和C2充电。于是，C2和C3的中点电压也为155V。

⠀⠀这就相当于C1和C2将310V的直流电源分成了两个155V的电源，这两个新的电源的内阻就是C1和C2的交流电阻。由于DRSSTC的工作频率较高，所以C1与C2的中点电压几乎不变化，保持在155V。

⠀⠀所以，当A管导通时，R1两端的电压，也就是半桥电路的输出电压，为310V-155V=155V。当B管导通时，半桥电路的输出电压为0V-155V=-155V。也就是说，在占空比为50%时，半桥电路的输出电压峰值为电源电压的一半。

⠀⠀显然，为了DRSSTC的初级谐振回路中电流能更快的振升，我们希望电路的输出电压高一些。所以通常我们在DRSSTC中使用输出电压更高的全桥电路。

OTL电路

⠀⠀半桥电路中，我们使用了C1和C2两个电容组成桥臂。实际上，由于理想电源的内阻为零，C1和C2对于交流分量来说相当于直接并联，我们完全可以扔掉其中的一个。

OTL功放

⠀⠀扔掉一个桥臂电容后，电路变成了这样。

⠀⠀C1将负责承担两个IGBT中点电压155V的直流分量，而让交流分量通过，所以其容量应该大一些，使容抗减小。

⠀⠀虽然电路省去了一个电容，但是在实际电路中，我们又需要在电源上并联一个退耦电容，减小其高频内阻。而在半桥电路中，电容桥臂可以充当电源的退耦电容，所以可以不用额外再加一个退耦电容。

⠀⠀OTL电路的输出电压峰值同样为电源电压的一半，所以我们也不使用。

全桥电路

IGBT全桥

⠀⠀如图为我们的IGBT全桥电路。我们将全桥电路中的四个开关都换成了IGBT，电路有两个桥臂。

⠀⠀BC管导通时，负载R3能获得310V的电压，而AD管导通时，输出电压则为-310V。

⠀⠀所以，在同样的电源电压下，全桥电路的输出电压峰值比半桥电路提高了一倍，我们使用全桥电路来制作DRSSTC。

接入初级谐振回路

⠀⠀将全桥电路的电阻负载换成我们的初级线圈和谐振电容（实际上它们串联谐振时也是阻性负载），然后给电源加上退耦电容以减小其高频内阻，DRSSTC的全桥电路就完成啦。

⠀⠀注意图中的IGBT是自带续流二极管的。前面提到过，如果你的IGBT没有则你需要自己并联一个。

⠀⠀全桥是完成了，可是IGBT的g极还悬空着呢，我们需要利用g极驱动每个IGBT，让它们在合适的时间开启和关断。

如何驱动IGBT？

⠀⠀前面我们说过，我们需要用正电压去驱动IGBT的门极使它开启，用负压使它关断。

⠀⠀IGBT的驱动电压通常在±20V以内（过高的驱动电压会将IGBT损坏），15V的驱动电压即可让它完全导通。

⠀⠀而我们之前设计的驱动电路可以输出±15V的电压，那我们用它直接来驱动IGBT吧。

⠀⠀直接驱动是不行的。可以发现，电路中桥臂上方的IGBT的e脚电压和下方的IGBT的e脚电压是不同的。我们需要驱动四个IGBT，显然我们不能它们的把e脚接在一起来驱动。

⠀⠀由于IGBT的e脚电压不同，所以我们想到了用变压器来驱动IGBT。因为变压器的初级线圈和次级线圈是电气隔离的。

⠀⠀这里的驱动变压器称为门极驱动变压器（GDT，Gate Drive Transformer）

错误接法示范

⠀⠀我们把变压比为1:1的变压器的初级绕组接在驱动电路中，次级线圈直接接在IGBT的g与e试试。

驱动输出发生振荡

⠀⠀可以看到，输入波形（红色）很正常，而IGBT的g与e间却产生了严重的振荡（绿色），这个现象称为振铃。

⠀⠀振铃会让IGBT开启和关断发生错误，将其损坏。

⠀⠀我们知道，IGBT的门极是有输入电容的，而我们的GDT实际上是存在漏感的。

等效电路

⠀⠀所以我们用GDT驱动IGBT的等效电路就像上图一样。显然，我们的变压器漏感和IGBT的门极电容产生了串联谐振。

⠀⠀IGBT的门极电容我们无法改变，所以为了减小振铃现象，我们需要减小GDT的漏感。

⠀⠀所以，通常我们使用环形变压器（磁环）绕制GDT。环形变压器没有气隙，且绕组分布均匀，漏感很小。

⠀⠀但是这么做还是不够的。我们需要在这个串联谐振回路中串联一个电阻，让谐振回路的电流流过电阻，以快速的消耗谐振回路中的能量。

GDT驱动IGBT需要加合适的电阻

⠀⠀所以，我们在GDT与IGBT间加入了一个电阻。

串入电阻后

⠀⠀可以看到，加入了10Ω电阻后，IGBT门极的振荡衰减的很快，振铃现象得到了改善。但是在振荡的初期，IGBT门极的电压仍然高达40V。

⠀⠀通常，在IGBT的g、e间电压超过30V后，IGBT的门极就可能被击穿而使器件损坏，所以，我们需要对IGBT加以保护。

加入稳压管来保护IGBT

⠀⠀我们给IGBT的门极并联两个反串的18V稳压管。反向串联的稳压管的钳位原理我们在第四章讲过，这里就不再说了。

IGBT的门极电压被稳压管钳位限制

⠀⠀可以看到，加入稳压管后，IGBT的门极电压（绿色）被钳位到了最高±18.7V，振铃现象基本消失。

加快IGBT的关断速度

⠀⠀门极电阻的引入，降低了门极电容的充放电速度，也就降低了门极电压的上升和下降速度，减慢了IGBT的开关速度。

⠀⠀由于IGBT的关断过程通常本身就较慢，为了让IGBT可以更快速的关断，我们一般在这个电阻上并联一个二极管，电路如上图。二极管是为了加快IGBT门极电容放电，所以我们要注意它的方向，别接反。

关于g极电阻的选取

⠀⠀我们给IGBT的g极与GDT间加入了电阻来抑制振铃现象，那么这个电阻通常取多大呢？

IGBT小管

⠀⠀对于IGBT小管（TO-247封装）制作的DRSSTC，g极电阻通常取4.7Ω-22Ω。

⠀⠀对于频率比较高的应用场合，它应该适当取小一些，使IGBT的门极充放电较快，以增加IGBT的开关速度。

⠀⠀对于频率比较低的DRSSTC，这个电阻则可以适当地取大一些，以降低门极充放电时的脉冲电流，降低驱动电路的压力。

IGBT半桥模块

⠀⠀对于IGBT模块，这个电阻通常为1-5Ω，具体可以参考模块的数据手册。

如何用GDT驱动IGBT全桥？

⠀⠀知道了单个IGBT怎样用GDT驱动后，我们用四个GDT去驱动我们的全桥电路不就可以嘛。

⠀⠀不过，由于这四个GDT的初级绕组都由DRSSTC驱动板来驱动，所以我们通常让四个变压器共用一个初级绕组。

⠀⠀怎么共用呢？将四个变压器合为一个变压器就可以啦。

⠀⠀所以，经过合并的GDT通常是在一个磁环绕制的，有一个初级绕组和四个次级绕组的变压器。

GDT驱动全桥

⠀⠀就像上图这样，我们用一个GDT来驱动全桥。为了方便观看，全桥电路的两个桥臂被竖着画了。

⠀⠀我们说过，在全桥电路中，我们应该让BC管和AD管这两组管子轮流导通。如果IGBT导通的顺序错误，轻则全桥不工作，重则将电源短路而导致IGBT爆炸。所以我们应该特别注意GDT与每个IGBT管的接法，确保在任一时刻，GDT对每一个IGBT输出的电压极性都正确。

变压器的同名端

变压器示例

⠀⠀上图为一个具有两个绕组：红色绕组4匝，绿色绕组3匝的，绕在磁环上的变压器。

⠀⠀同名端指的是绕线方向相同的两个绕组的起点（也可以说是终点），图中用黑点标明。

⠀⠀变压器的同名端在任一时刻输出电压的极性相同。

⠀⠀所以，我们把全桥中的BC管组的g极用变压器绕组的一端驱动，AD管组的g极用变压器绕组的另一端驱动。这样，组内的管子驱动电压极性相同，组间的管子驱动电压极性相反，全桥电路就能正常的工作了。

标出GDT次级绕组的同名端

⠀⠀按照这样接，我们把全桥电路中GDT的同名端用黑点标出，给大家提供参考。

⠀⠀与驱动板连接的GDT初级线圈，它的两根线接法是任意的。调试DRSSTC时，除了互换电流互感器的两根线，也可以互换这两根线来尝试让DRSSTC起振。

⠀⠀不过在DRSSTC调试到可以起振后这两根线就不能互换位置了，否则会导致DRSSTC的相位颠倒，无法起振。

GDT驱动的缺点

⠀⠀较大的IGBT模块，其ge间的电容为小管的数十倍。

⠀⠀我们知道，为了快速的开关，GDT的工作波形都为矩形波。

⠀⠀矩形波是含有丰富的高频分量的，用它驱动容性负载会产生很大的瞬时功率。所以，我们就需要用很大尺寸的GDT。

GDT传输的为脉冲功率

⠀⠀如图，GDT中的脉冲功率很大。

⠀⠀我们知道，我们使用GDT的直接目的，是隔离各IGBT的驱动回路，做到使用同一个信号驱动全桥电路中的每个IGBT。那么，我们用互相隔离的驱动电路来直接驱动每个IGBT不就可以了吗。

⠀⠀没错，我们可以使用光耦来隔离信号。我们只需要制作四个独立的IGBT的驱动电路，分别用四组互相独立的电源（悬浮电源）供电，然后用四个光耦向它们传送每个IGBT的驱动信号就可以了。这种电路在DRSSTC中称为IGBT的悬浮驱动（隔离驱动）电路。

⠀⠀GDT的另一个缺点，是只能使用在IGBT工作占空比接近50%的场合。

⠀⠀我们分析过，占空比不等于50%的不对称驱动信号含有一定的直流成分。而GDT作为变压器，是无法向次级绕组耦合直流分量的。

⠀⠀所以，在占空比不为50%时，GDT输出的信号会丢失它的直流分量，电压改变。

GDT不能很好的传输占空比过大或过小的驱动信号

⠀⠀如上图，GDT在传输占空比为90%（红色）的±15V驱动信号时，其输出电压偏离了±15V。此时正电压已经不足5V，显然无法驱动器件。所以在占空比可能很大或很小，且需要电气隔离的场合，我们应该使用悬浮驱动。

悬浮驱动的结构

悬浮驱动

⠀⠀悬浮驱动的结构包括隔离电源、光耦和驱动电路。

⠀⠀隔离电源通常使用自制的多输出开关电源，当然我们也可以使用四只笨重的工频变压器来代替。

⠀⠀光耦必须使用高速光耦，普通的PC817之类的光耦速度非常慢，无法使用。

⠀⠀驱动电路，就是我们在第四章讲过的TC4421+MOS图腾柱。这里需要注意，IGBT是负压关断的，所以我们需要取隔离电源的中点电压作为一个输出，MOS图腾柱作为另一个输出，以输出双极性电压驱动IGBT。

⠀⠀由于悬浮驱动只在大型DRSSTC和QCWDRSSTC的BUCK部分才可能用到，所以这里就不给出电路和分析了。本章将制作的DRSSTC功率较小，使用GDT驱动即可。

常见功率管的型号及参数

NMOS功率管（TO-247封装）

⠀⠀三位数系列

型号	电压	电流	功率	内阻	输入电容
IRFP044	60V	58A	180W	28mΩ	2.5nF
IRFP140	100V	31A	180W	55mΩ	1.3nF
IRFP150	100V	42A	160W	36mΩ	1.9nF
IRFP240	200V	20A	150W	180mΩ	1.4nF
IRFP250	200V	33A	180W	85mΩ	2.6nF
IRFP260	200V	50A	300W	40mΩ	4.1nF
IRFP340	400V	11A	150W	550mΩ	1.4nF
IRFP360	400V	23A	280W	200mΩ	4.5nF
IRFP440	500V	9A	150W	850mΩ	1.3nF
IRFP450	500V	14A	190W	400mΩ	2.6nF
IRFP460	500V	20A	280W	270mΩ	4.2nF

⠀⠀四位数系列

型号	电压	电流	功率	内阻	输入电容
IRFP2907	75V	209A	470W	5mΩ	13nF
IRFP3077	75V	200A	340W	3mΩ	9.4nF
IRFP3306	60V	120A	200W	4mΩ	4.5nF
IRFP3415	150V	43A	200W	42mΩ	2.4nF
IRFP3703	30V	210A	230W	3mΩ	8.3nF
IRFP3710	100V	57A	200W	25mΩ	3.0nF
IRFP4004	40V	350A	380W	1mΩ	8.9nF
IRFP4110	100V	180A	370W	4mΩ	9.6nF
IRFP4227	200V	65A	330W	21mΩ	4.6nF
IRFP4229	250V	44A	310W	38mΩ	4.6nF
IRFP4232	250V	60A	430W	30mΩ	7.3nF
IRFP4242	300V	46A	430W	49mΩ	7.4nF
IRFP4310	100V	134A	280W	5mΩ	6.9nF
IRFP4332	250V	57A	360W	29mΩ	5.9nF
IRFP4368	75V	350A	520W	1mΩ	19.2nF
IRFP4468	100V	290A	520W	2mΩ	19.9nF
IRFP4668	200V	130A	520W	8mΩ	10.7nF
IRFP4710	100V	72A	190W	14mΩ	6.2nF
IRFP4868	300V	70A	517W	26mΩ	10.7nF
IRFP7430	40V	404A	366W	1mΩ	14.2nF
IRFP7530	60V	280A	340W	2mΩ	13.7nF
IRFP90N20D	200V	94A	580W	23mΩ	6.0nF
IRFP15N60L	600V	15A	280W	385mΩ	2.7nF

NMOS功率管（TO-220封装）

型号	电压	电流	功率	内阻	输入电容
IRF530	100V	17A	70W	90mΩ	1.5nF
IRF540	100V	33A	130W	44mΩ	2.0nF
IRF640	200V	18A	130W	180mΩ	1.3nF
IRF840	500V	8A	125W	850mΩ	1.0nF
IRF3205	55V	110A	200W	8mΩ	3.2nF
IRFB4110	100V	180A	370W	4mΩ	9.6nF
IRFB4115	150V	104A	380W	11mΩ	8.9nF
75NF75	75V	75A	200W	13mΩ	3.8nF

MOS管的耐压一般不高。

PMOS功率管

型号	电压	电流	功率	内阻
IRF9140	100V	18A	125W	200mΩ
IRF9150	100V	25A	150W	150mΩ
IRF9540	100V	23A	140W	117mΩ
IRF9630	200V	7A	74W	800mΩ
IRF9640	200V	11A	125W	500mΩ

PMOS管的功率一般都较小。

⠀⠀虽然上面花了好长时间查了一堆MOS管的参数，不过制作DRSSTC我们是使用IGBT管的。。。

IGBT小管

型号	耐压	电流	脉冲电流	功率	开启时间	关断时间	输入电容
FGA25N120ANTD	1200V	50A	90A	312W	110ns	290nS	3.7nF
IRG4PC50UD	600V	55A	220A	200W	71nS	214nS	4.0nF
FGA60N65SMD	650V	120A	180A	600W	65nS	154nS	2.9nF

（25N120是电磁炉IGBT，比较常见，但电流较小，不适合DRSSTC）

⠀⠀虽然IGBT小管的参数看起来挺磕碜的，不过我们用起来感觉似乎还好。。那是因为在DRSSTC中这些小管都是被过载使用的。。

⠀⠀额定电流55A的G4PC50UD，在100KHz的高频下使用时，datasheet给出的电流已经只剩下了几A。然而在DRSSTC中，我们通常会把它用到200-300A。。。

⠀⠀怎么样，神奇吧。。所以大家还是多准备一些小管为好，因为用的太狠了它可能会爆掉。。。

IGBT模块

型号	耐压	电流	脉冲电流	功率	开启时间	关断时间	输入电容
CM300DY-12H	600V	300A	600A	1100W	最大950nS	最大650nS	30nF
CM600DY-24A	1200V	600A	1200A	3670W	最大850nS	最大1050nS	94nF
CM2400HC-34H	1700V	2400A	4800A	17800W	最大2900nS	最大3500nS	210nF